1、引言
多电平逆变器由于输出电压du-dt小、谐波含量低等优点，在高压大功率变换*域得到广泛应用[1,2]。*联型多电平逆变器是*早的多电平逆变结构，1980年出现了二*管箝位型多电平逆变器[3]，1992年，T.A. Meynard提出了电容箝位型多电平逆变器[4]。由于*联型多电平逆变器不存在直流侧电容电位不平衡问题、控制简单，以及器件较少等优点，近十几年来得到广泛的应用。
混合型多电平逆变器是*近发展起来的*种有效的多电平改进模式，该电路由*联型多电平逆变电路发展而来，且主电路是单元*联式结构，因此可用较少的元件数量实现尽可能多的电平数，从而降低了系统成本，减小了输出电压的谐波总含量(THD)。按实现电路方式的不同，本文将混合型多电平逆变器分为各*联单元电压等*不同的混合电平式逆变器[5,6]和各*联单元拓扑结构不同的混合单元式逆变器[7]，并分析了这两类逆变器电路结构的特点。针对这两类混合型多电平逆变器存在高压单元功率器件电压应力过高、低压单元电流倒灌的问题，本文提出了*种有效的主电路拓扑结构设计方法。
2、混合电平式逆变器拓扑结构分析
图1(a)给出了单相n阶*联型多电平逆变器拓扑结构，当直流侧电压Uci（i=1,2…n）不相等（*般是成倍关系）[5,6] ，则可称为H桥混合型多电平逆变器。将*低等*的电压记为E，单元间电压比取值不同，逆变器输出相电压Vao电平数不同，为了使*定数量的逆变单元输出电平数*多，同时输出电压各电平台阶阶跃限定为1E，文献[7]给出*大延伸原理，相邻逆变单元电压*大比值可按下式选取：
H桥混合型逆变器由于每个H桥逆变单元可产生-VDC、0、VDC三个电平，由1式可知，电压*大比值为1:3。逆变器输出相电压Vao可表示为SE，其中S为逆变器输出电平数，当电压等*之比为1:1，输出电平数为2n+1；电压等*之比为1:2，输出电平数为2n+1-1；电压等*之比为1:3，输出电平数为3n。不同电压比时，逆变器所用功率器件数均为4n。
以两逆变单元*联为例，每个H桥逆变单元可以输出3个电平，其数学描述为n1＝3，n2＝3，n＝2，根据公式1和3可得，当Uc2＝3Uc1=3E 时，输出可达*大电平数N＝3×3＝9。但每*个输出合成电压电平所对应的两个单元的输出是唯*的，由表1(a)给出相电压为正时的各单元电平输出状态可知，没有冗余的状态。如果 Uc2的直流母线端采用二*管不可控整流，在相电压输出为2E时，逆变单元2输出为3E，而逆变单元1输出为－1E，出现逆变单元2将其变换的电能*部分注入到了逆变单元1，另*部分能量输送给负载，即产生电流倒灌问题，从而导致电容电压不平衡，这种情况是显然不希望出现的。为了获得更多的冗余状态，则必须减少Uc2与Uc1的比值，可选用Uc2＝2Uc1。表1(b) 给出了Uc2＝2Uc1=2E时输出电压的合成情况，显然输出电压从9电平降为了7电平，但多出了*些冗余状态，从而可以根据负载电流的方向，来选择不同的状态组合，以避免出现电流倒灌现象。
H桥混合型逆变器在给定逆变单元数量的基础上，可大大提高输出电压电平数量。但由于电压以2S、3S倍数增加，而功率器件的耐压有限，所以H桥混合型逆变电路的串联*数不能*限增加，实际系统的*联数目多不会超过3。
在*联型逆变器研究的基础之上，文献[9]提出*种采用NPC逆变H桥五电平单元作为逆变单元的多电平拓扑结构，文献[10]将此改进成NPC混合型逆变器，如图1(b)所示。由于NPC全桥逆变单元可产生五种电平，由式1和式3可知，*大电压等*比为1:5，Vao电平数可达25，大大提高了输出电压的电平数目。同样方法分析可知，当电压比为1:4和1:5时，该逆变器也会产生电流倒灌现象。为了避免电流倒灌现象，该电路*大电压比为1:3，单相输出电平数为17。相对于H桥混合型逆变器，该电路减少了直流电源的数目，但增加了功率器件数量及控制复杂度。
3、混合单元式逆变器拓扑结构分析
在混合电平式逆变器研究的基础之上，文献[7]提出将NPC逆变H桥单元与传统逆变H桥单元*联的5/3型混合单元式拓扑结构方案，如图2(a)所示，NPC全桥逆变单元可有效克服逆变器高压单元电压应力过高的缺点。NPC全桥逆变单元可输出5种电平，传统H桥单元可输出3种电平，其数学描述为n1＝5，n2＝3，n＝2，根据公式1和3可得，当Uc1＝3Uc2=3E时，输出可达*大电平数N＝5×3＝15，表2(a)给出相电压为正时的各单元电平输出状态。若Uc1的直流母线端采用二*管不可控整流，在相电压输出为2E或4E时，会出现NPC全桥单元将其变换的电能*部分注入到了H桥单元，另*部分能量输送给负载，即产生电流倒灌问题。为了获得更多的冗余状态，则必须减少Uc1与Uc2的比值，文献[7]选用Uc1＝2Uc2，表2(b)给出了Uc1＝2Uc2=2E时输出电压的合成情况，虽然输出电压从15电平降为11电平，但由于多出了*些状态，从而可根据负载电流的方向来选择不同的状态组合，以避免出现电流倒灌现象。但该电路使用器件较多。
文献[11]提出了基于NPC三电平变换单元与H桥变换单元*联的不对称型逆变器（Asymmetric Inverter），单相拓扑结构如图2(b)所示。该电路高压NPC逆变单元采用的是 IGCT 器件，低压H桥单元器件采用的是IGBT 开关器件。其中高压3电平NPC逆变单元是主要逆变电路，Uc1为3E，这部分电路给输出提供了主要的电平电压和大部分输出功率，因此将NPC逆变单元称为主逆变单元；低压的 H 桥逆变电路单元则是辅助逆变电路，Uc2为E，这部分电路给输出提供了辅助改善波形的电平电压和小部分输出功率，因此将这部分逆变电路称为辅助逆变单元。在功率器件选用上，该电路采用了*种组合的方法，同时利用了两种不同开关器件的优点：IGCT的高阻断能力和IGBT的快速开关能力。但该电路在相电压输出为＋2E或者－2E时，辅助逆变单元将输出对应的反相电压－1E或者＋1E，在有功应用中，也会出现电流倒灌现象。如果Uc1为2E，Uc2为E，则可避免电流倒灌现象。
4、混合型逆变器拓扑结构设计方法要点
由前面分析可知，混合型逆变器存在高压单元电压应力过高、低压单元电流倒灌的问题。为了解决以上问题，在设计时可从以下两方面进行改进：
（1）克服高压单元功率器件电压应力过高问题
选择高阻断能力器件（如IGCT、GTO）或选择二*管箝位型逆变单元作为高压逆变单元（如二*管箝位型三电平或五电平结构）。这两种方法均可克服高压单元功率器件电压应力过高的问题，但由于高阻断能力的功率器件成本高、开关频率低，从而影响了系统的成本及输出波形的质量，而在逆变单元电压等**定的情况下，NPC逆变臂功率器件的电压应力却是H桥单元的*半，可以显著降低功率器件的电压应力。因此，选择二*管箝位型逆变单元作为高压逆变单元是*种更加值得推荐的方法。
（2）消除低压单元电流倒灌问题
由于混合型逆变器在选取电压比较大时，会产生电流倒灌现象，因此在设计过程中，可选取适当的电压比以提供消除电流倒灌现象所需的冗余状态，并使得各电平台阶阶跃也限定在1E之内。以图2(b)电路为例，采用Matlab对该电路进行了仿真，仿真结果如图3，其中调制波频率为50Hz。根据公式（1）可知，两逆变单元电压关系可为Uc1＝3Uc2 =3.3kV和Uc1＝2Uc2 =3.0kV两种情况，相电压Vao输出分别为9电平和7电平（如图3(a)），两种情况单元1和单元2输出电压波形如图3(b)和图3(c)。从图3(c)可看出，当Uc1＝3Uc2，单元1输出电压为正时，单元2输出电压为1.1kV、0kV、-1.1kV三种情况，在单元2输出-1.1kV时，则会与单元1输出3.3kV电压形成环流，出现电流倒灌现象，降低了逆变器输出功率，并导致单元2直流侧电位平衡，增加了输出相电压Vao的谐波含量（如图3(d)所示，THD为6.58%），降低了Vao的质量；而Uc1＝2Uc2时，虽然Vao为7电平，但从图3(b) 与图3(c)看出，不会出现电流倒灌现象，Vao的THD降至3.51%。
以上分析及仿真结果表明：Uc1＝2Uc与Uc1＝3Uc2相比，在输出相电压Vao大致相同（分别为4.5kV和4.4 kV）的情况下，虽然Vao从9电平降为7电平，但低次谐波的幅值却显著降低，输出电压的质量得到了较大的提高（THD从6.58%降至3.51%），高压单元功率器件电压应力也有所下降（从1.65kV降至1.5kV）。
5、结论
本文针对混合电平式逆变器和混合单元式逆变器存在的高压单元功率器件电压应力过高、低压单元电流倒灌的问题，提出了高压单元采用二*管箝位型拓扑结构，选取各单元适当电压比的设计方法，经分析及仿真实验表明，该方法在克服电压应力过高、消除低压单元电流倒灌方面是有效的。